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随着国内汽车、无人机、机器人等等领域突飞猛进，应用于汽车、无人机、机器人等装备上的的毫米波雷达需求激增，无论是上游零配件生产商还是整车、整机生产商，都面临了毫米波测量的问题。因此，西安朗普达通信科技有限公司具有核心专利的毫米波紧缩场测试系统应运而生，成为高精度毫米波频段测试设备的优选方案。 1.  暗室尺寸 为了适用小办公区域的场地，我司推出LMD-CRTS-211系列移动式紧缩场测试箱，其尺寸大小为1630mm*1350mm*2305mm(L*W*H)，适合所有办公区域，占地面积约为，为了保证移动性，专门设计为两部分拼接安装方式，可以方便的进行移动。   2.系统反射面 LMD-CRTS-211-01采用的是600mm*600mm（选配800mm*800mm）反射面，反射面频宽覆盖 18GHz~110GHz，加工精准度可达到 10um以内，形成 350mm*350mm（500mm*500mm）静区范围。   3. 系统馈源 LMD-CRTS-211采用四组馈源，覆盖范围（18GHz~110GHz），馈源设置有自动更换装置，不需要客户手动替换。   4. 系统转台 LMD-CRTS-211-01采用二维转台，θ角度转动范围-180°~180°，φ角度转动范围0°~360°，可采集三维数据。反射面中心距转台中心为1.2m。   5.紧缩场测试系统原理   6. 系统规格参数  

电波混响室能够应用于电磁辐射测试、天线总效率和散射效率测试、集成电路抗干扰测试等场景中，具有较小功率下产生高场强；造价相对低廉；测试时间短；有效模拟复合场等优点。朗普达对电波混响室进行场景、市场规模、优缺点等方面的调研，以下是初期调研结果。 END

一、研究目的与意义 5G相关技术在近年来成为了各国研究人员的一大关注重点。而5G新引入的毫米波段，对传统的测量系统提出了新的挑战。而为了更好地满足对5G毫米波段测试系统的测量距离、电磁环境、测量设备等要求，最早应用于微波频段的紧缩场技术（CompactAntenna Test Range，CATR）被提出延伸至毫米波频段。本研究项目是在上述研究背景下，对应用于适用于5G的毫米波频段的紧缩场的可行性以及设计方案进行论证。 1.1紧缩场技术简介 随着对天线与雷达目标特性研究的不断深入，尤其是电大尺寸目标与天线、超低副瓣天线以及目标探测与识别的研究发展，人们对测量的要求也在不断提高，主要表现在测量距离、电磁环境、测量设备三个方面。 首先，为保证天线与目标特性测量的客观、准确，测量必须在一个满足远区条件的场地中进行。在通信和雷达系统的实际工作条件下，接收天线或者雷达需要探测的目标与发射天线的距离往往远大于天线口径和天线的电尺寸，即接收天线或目标处于发射天线远区场的一个很小的局部区域，此时发射天线辐射至接收机或者目标处的电磁波非常接近于均匀平面波。为保证测量条件与实际工作条件接近，理想测量场地应能保证均匀平面波照射待测天线或目标。一般来说，高增益、低副瓣的天线测量，高精度的电大尺寸目标特性测量，所要求的远区距离也就越大。 第二，为保证足够的测量精度，应使测量场地反射波和外界辐射源的影响降低到最低限度，测量对电磁环境的要求较高。如果可能，都应使测量在电波无回波屏蔽室内完成，这将非常可能导致远区距离需求与室内有限空间之间的矛盾。 第三，测量设备应该能够提供不同极化状态、宽频带的幅度和相位信息，并且具有足够的精度和较高的测量效率。 紧缩场测量系统能满足天线与目标特性测量的测量距离、电磁环境、测量设备三方面要求。对紧缩场技术的深入研究与测量系统实现，已经成为天线测量、目标特性测量以及电磁兼容测量技术研究领域的前沿课题。 图1 天线场区划分及不同场区方向图示意 图1给出了天线场区的划分以及对应的方向图示意。理想的测量场地应该满足均匀平面波条件，即等相位面是一个平面，并且在电磁波传播的方向上没有幅度衰减。天线的方向图、增益、极化等电参数测量是在满足远区距离条件的外场进行的。根据天远场测试条件 可知，当目标尺寸D很大而波长 很短时，测试距离R必须很大，有些天线的最小测试距离可能需要几公里乃至几十公里，实际中无法实现。另外，外场测试还存在受气候影响大、保密性差、背景电平高等缺点。为解决上述问题，20世纪90年代以后，人们越来越多地关注紧缩场(CompactAntenna Test Range, CATR)技术的发展和应用。它采用精密的反射面,配合馈源的合理照射，可在近距离上获得较为理想的均匀平面波，从而满足远场测试要求。紧缩场已成为是天线测量的重要手段，但紧缩场研制难度很大，其性能会影响到测试的精度和可靠性。 紧缩场系统主要由紧缩场天线和微波暗室两部分组成，根据紧缩场天线的不同，紧缩场系统可分为三种基本类型：反射面型、透镜型、全息紧缩场。相对于外场和微波暗室内近场，紧缩场的优点主要有三：一、紧缩场产生的平面波将聚集在平行波束内，暗室内四个侧壁的照射电平很低，从而降低了对暗室的要求。二、室内紧缩场保密性好，室内紧缩场受气候境影响小，改善了测试条件，提高了RCS测试效率。三、紧缩场工作频率很宽，可以满足毫米波和亚毫米波测试要求。 1.2暗室技术简介 暗室(AnechoicChamber)技术是上世纪50年代初发展起来的，当时美国麻省理工学院辐射实验室的工作人员将海绵浸入石墨水中，充分挤压，使海绵中吸入足量的石墨水，而后将其中的水分烘干，这样石墨粉末便充满了整个海绵；再将其用高温细线切割成角锥形，从而构成了最初的吸波材料；最后将该材料贴在房间的墙壁上，这就构成了第一个微波暗室。 所谓的微波暗室，简单地说，就是通过在拟作暗室的房间内壁上铺设无线电吸收材料，使墙壁反射减少到最低程度，从而在房间内部出现一个几乎无回波、近似“自由空间”的区域，以便对各种类型的无线电系统进行测试，尤其是对天线参数的测试和对雷达目标散射特性的测量等。 微波暗室的作用是显而易见的，有了这个设施，就可以大大缩短试验时间，实现测量设备自动化，无论在任何天气条件下进行测试都不受影响，而且测量精度比较理想。 在微波暗室中，最关注的就是其静区的性能。所谓“静区”，就是指暗室内受各种杂波干扰最小的特定测试区域。静区的形状、大小及性能主要是由暗室的类型、大小、工作频率及吸波材料的性能等因素决定的；静区的优劣乃是衡量微波暗室性能的主要指标。而微波暗室的性能如何，则对紧缩场系统具有直接影响。 在设计暗室时，可以设定各种不同的边界条件，对尖劈的高度、顶角、吸波材料及暗室的长、宽、高和入射角的变化等参数加以改变和优化，得出一系列静区大小的数据，再根据不同的要求，选择不同性能和形状的材料，就可以筛选出暗室设计的最佳方案。 二、紧缩场的各类系统介绍 在紧缩场系统中，可以利用电磁波的折射、反射和衍射，借助于反射面、透镜或者全息技术来获得满足测量要求的近似均匀平面波照射，以达到缩短测量距离目的。紧缩场中用于形成近似均匀平面波的透镜或者反射面、全息片等装置及其安装所需的附属物构成准直器(Collimator)。准直器必须和经过良好设计、安装与调校的馈源一起工作。 紧缩场建造过程中，必须采取措施削弱准直器本身绕射、环境反射、外部干扰等因素对近似均匀平面波区域的扰动。紧缩场中受扰动较少、满足测量要求的近似均匀平面波区域也被人们形象地称为静区。紧缩场测量是一种等效的远区场测量，但待测天线或目标并不处于准直器和馈源组成的等效天线的远区，而是处于辐射近区(Fresnel区)。由于馈源和准直器结构的多样性，进行天线辐射近区场结构的统一表述是困难的，但可以从下面三点来理解紧缩场的辐射近区中存在近似均匀平面波区域： 首先，馈源与准直器之间的距离满足馈源的远区距离条件，在这个距离条件下馈源的空间场结构已经是远区辐射场，表现为辐射电磁波。 其次，准直器的良好设计使得准直器将馈源的辐射电磁波转化为均匀平面电磁波，能在与准直器一定的纵向距离范围内形成具有足够大横截面尺寸的静区。 第三，馈源与准直器的良好设计与装配使得二者间不存在影响静区性能的互耦或者互耦非常微弱。 紧缩场通常建立在暗室内，吸波材料的运用可以降低墙壁的背景反射电平，改善静区性能。有的无回波室为了达到保密和减少外界干扰的目的，还在墙壁内铺设了屏蔽网，从而使得无回波室可以很好地满足天线、目标特性、电磁兼容等各种电磁测量需求。 2.1 反射面紧缩场 2.1.1 反射面紧缩场的结构形式 根据实现近似均匀平面波的方式的不同，紧缩场系统可分为三类：反射面紧缩场、介质透镜紧缩场和全息紧缩场。其中反射面紧缩场是至今技术发展最成熟的一种紧缩场，也是常规微波波段应用最广泛的一类紧缩场，它的通用性和先进性已得到了全世界范围的公认。因此，这里也着重阐述反射面紧缩场的设计。 根据副反射面数量的不同，反射面紧缩场可以分为单反射面紧缩场和多反射面紧缩场，而反射面的形状可以是柱面或者旋转抛物面等。图2给出了单反射面紧缩场示意图，图3-6给出了多反射面紧缩场示意图。 图2 单反射面紧缩场 图3 双柱面紧缩场 图4 格利高里紧缩场 图5 卡塞格伦紧缩场

    本文原创作者：赵平 转载请注明出处  

一、简介 特性阻抗可以说是分布式参数电路中最重要的电气参数，但它也是容易使刚接触射频电路的人感到困惑的话题。由于它的名字里有阻抗二字，暗示着它在量纲上等于电压和电流的比值，但是它和集总参数阻抗必然是不同的，那么传输线的特性阻抗和集总参数阻抗究竟有什么联系和区别？我们来一起探讨，一一解答。     二、传输线的即时阻抗 这里我们讨论的传输线是由两个具有一定长度的导体构成的。为了便于突出问题的重点，以下讨论中的传输线均是理想无损耗的。 如图1所示，假设我们在向右无限延伸的传输线左侧接一个理想恒压源，并且在t=0的时候将开关从断开转换到闭合状态，那么传输线开始感受到电源的“压力”。任何事情都不是一蹴而就的，沿着传输线长度的方向并不是所有的位置都立刻建立起了电势差，电势差的建立需要一个电压传播的过程，而传播的速度是光速。 图1 一端外加电源的传输线电路 在开关闭合后的某时刻，沿传输线方向的电势差分布如图2所示。在靠近电源的传输线部分已经建立起电势差，维持电势差需要在传输线的上导体积累正电荷，在下导体积累负电荷。每经过一段时间，电压波会沿着传输线方向推进，而电压波波前的下一段传输线即将在两个导体之间建立电势差。使原本没有电势差的传输线部分建立电势差需要提供额外的正负电荷，搬运正负电荷的工作是由电源来完成的，这个过程是一个给电容充电的过程。 图2 某时刻电压波沿传输线的传播情况 在均匀传输线中，电压波传播的速度是恒定的，即相同时间内一定长度的传输线会被充电，由于横截面均匀，同一长度传输线对应的电容大小也是相同的，因此需要的电荷量是固定的。我们可以认为，在δt这一小段时间内，由δQ的负电荷（电子）被从传输线上导体的某一段转移到下导体对应的位置上，从而建立起该段传输线的电势差。对于电源而言，需要持续输出电流I=δQ/δt，因此在电源看来，这条传输线和一个负载电阻没有区别，这个负载电阻的大小就等于传输线的特性阻抗。如果传输线的横截面是非均匀的，那么随着电压波的传播，不同时刻电源输出电流的大小是变化的，即从电源所在的端口向传输线看去，看到的阻抗是随时间变化而改变的，因此这个阻抗被称为即时阻抗（instantaneous impedance）。即时阻抗等于即将被充电的那一段传输线的特性阻抗。     三、均匀传输线即时阻抗的推导 假设图1中施加的恒压源电压为V，电压波在传播的过程中，传输线上建立起来的电势差等于恒压源电压V。假设单位长度的传输线的等效电容为C，而电压波在传输线中传播的速度为v，那么在一小段时间δt内，电压波传播的距离为，新充电的电容大小为，电源提供的电荷量为: δQ=Cvδt⋅V 那么电压源持续输出的电流大小为: I=δQ/δt=Cv⋅V 而即时阻抗为: Z=V/I=1/(Cv) 公式(1) 图3 经典的传输线电路模型 另一方面，经典的传输线方程是建立在图3所示的传输线电路模型基础上的，通过电报方程，我们可以推导出传输线的传播常数: 以及特性阻抗 在无损耗传输线中R= 0 Ω，G= 0 S。电压波的传播速度可以由γ 推出： 因此有特性阻抗 公式(2) 比较（1）和（2）我们可以看出，即时阻抗和传输线特性阻抗大小是相等的。 如果图1中是一条无限长均匀传输线，它将永远在充电的过程当中，因为电压波永远在前进状态。如果无限长均匀传输线的特性阻抗为Z0，那么它在电路中就可以被等效为一个大小为Z0的集总参数阻抗。     四、传输线电路的时域分析 在上一小节我们了解到传输线的即时阻抗等于特性阻抗，我们可以利用这个规律对图4所示的传输线电路时域响应进行分析。这个电路包含一段长度为l，特性阻抗为R0的无损耗均匀传输线，在传输线坐标z = 0的一端连接着一个内阻为RS的直流电压源V0，在另一端连接负载RL，在t = 0的时候开关闭合，我们将分析在此之后的传输线电压分布情况。 图4

上世纪70年代，通信卫星技术得到了飞速发展。通信卫星是一种无线信号的中继站，它接受地面基站A的信号，将信号载波频率转化到发射频率，将信号功率放大再传输给另一个地方的地面基站B。 卫星高高“悬挂“于地球上方，它能够看到大约1/3的地球表面，因此它能够避开山川盆地的阻隔，连接远在大洋彼岸的通信基站，它还能非常便捷地提供一对多的卫星电视服务。 图1. 通信卫星的无线模块结构[1]   图1所示的是通信卫星的射频系统结构，接收端天线Rx的信号首先通过一个宽带滤波器IFA（input filter assembly），将卫星通信频带之外的干扰信号加以抑制然后接收信号经过低噪声接收机RCVR，RCVR模块包括低噪放LNA（low noise amplifier），本振（local oscillator）和混频器（mixer）用于将接收频率向下转换到发射频率，以及驱动放大器（driver amplifier）。 图1中有一个备用的RCVR，主要目的是保证接收机工作的可靠性。 宽带信号经过低噪接收机之后便进入输入多工器IMUX（input multiplexer）。多工器的作用是将整个通信卫星的频谱分割成一个个非常窄的频带，每一路窄带信号由一个高功率放大器HPA（high-power amplifier）独立放大。 信号被放大之后再由输出多工器OMUX（output multiplexer）将其合并，由发射天线TX将信号送出。为了获得足够的输出功率，HPA工作在接近饱和区的状态，此时功率放大器无法在较宽的频带内保持良好的线性度，因此必须先将整个无线信号分成多路窄带信号，分别放大再合并。 输入输出多工器是由许多窄带滤波器以某种方式连接到一个公共端构成的。通信卫星使用的C和Ka波段的频率，这些波段被进一步划分为带宽24MHz~72MHz的多个窄带信道，这使得每一个信道滤波器的相对带宽（带宽和中心频率之比）通常在0.3%~2%之间。相较于宽带滤波器而言，窄带滤波器会使通带信号产生更大的群时延，同时相位线性度也会更差，因此通常需要设计平衡器（equalizer）以改善相位线性度。 滤波器设计的另一个关键问题是，多工器相邻信道频率非常接近，这对滤波器的带外抑制产生了很高的要求。此外，还要求滤波器功率容量大，体积和重量尽量小等等。 图2. 通信卫星上的圆波导双模滤波器     图2所示的圆波导双模滤波器的设计很好地应对了这一挑战。它采用空气填充的圆波导腔体，内部表面镀银之后，谐振器的Q值可以达到10000。由于每一个金属腔支持两个正交极化的TE11谐振模式，相较于单模滤波器，这个滤波器的空间利用率更高。 它有四个圆柱形谐振腔，在滤波器通带内一共有八个谐振模式，这八个谐振模式的耦合结构如图3所示，可以看到其中除了按照谐振模式顺序耦合之外，这个耦合结构还有两个交叉耦合，分别在谐振模式1和4之间以及在谐振模式5和8之间。 其中一个交叉耦合产生带外的传输零点，可以增强滤波器的频率选择性；另一个交叉耦合产生一对共轭传输零点，这对传输零点不能在幅度响应上直接被观察到，但是通过合理安排它们在复平面上的位置，可以起到改进相位线性度的作用。 图3. 圆波导双模滤波器的耦合拓扑结构 图3中所示中间有数字的圆表示一个TE11谐振模式，圆圈之间的连线表示谐振模式之间的耦合。 与经典的Butterworth和Chebyshev滤波器不同，图2所示的滤波器带有交叉耦合，它的设计需要一种新的理论工具，耦合矩阵就是在这样的背景下由A. E. Atia和A. E. Williams提出的[2]-[6]。 图4. 参考文献[4]中给出的耦合谐振网络电路模型   图4所示的是早期的耦合谐振网络电路模型。在这个电路模型中，每个谐振器是由电感电容串联谐振器来表示的，所有的电容均为1F，每一个谐振回路的总电感为1H，所以每一个谐振器的谐振频率均为1 rad/s。在最一般的情况下，任意两个谐振器之间都可以存在耦合，耦合是通过线圈的互感来表示的。假设输入端和输出端的参考阻抗分别为R1和Rn，这个电路的回路方程可以写为： 方程（1） 其中i1-in是n个谐振回路的电流，e1是在端口1外加的激励电压。通过求解方程（1）可以求得各个回路的电流，从而进一步求解整个网络的S参数。 方程（1）可以被归纳为如下形式： 方程（2） 上式为耦合矩阵的电路方程，其中[R]是一个稀疏矩阵，其中除了左上角的元素为R1，右下角的元素为Rn之外，其余元素均为0。[M]是耦合矩阵，其中每一个非对角线元素Mij表示第i个和第j个谐振器之间的耦合系数。（2）式左边第三个矩阵[I]是单位矩阵，而单位矩阵之前的变量p是一个和频率相关的变量：

你的5G天线知识小能手突然出现！上一期我们了解到了阻挡我们5G冲浪的重重险阻，现在就让我们逐一击破，走在5G通信的最前沿吧！ 多天线系统的耦合和耦合控制，一直是学术界和工业界关注的热点问题。天线系统中的耦合如果得不到有效控制，会有以下问题： 造成天线副瓣较高，使得天线系统对其他通信系统造成干扰。对阵列的波束扫描能力有较大的影响，在一定角度扫描的时候出现有源驻波波动和失配。 由于天线单元之间互相的干扰，造成信噪比变差，进而直接影响数据吞吐率和误码率。 使得能够有效辐射的能量减少，造成天线阵增益降低，能量利用效率低下。 为了避免耦合较大，天线单元之间的距离保持在0.5到0.7波长，使得整个阵列的体积巨大，造成资源浪费。 解决耦合问题的主要方法是系统化的采用天线去耦合技术，总结来说，目前比较主流的去耦合技术主要有： 1. 去耦合电路（网络） 图1（a）两端口二阶CRDN与两天线并联去耦合 图1（b）三端口三阶CRDN与三天线并联去耦合 图1（c）双频双模CRDN与两个双频天线并联去耦合 图1（d）双频天线去耦合的效果图